详解开关电源RCD钳位电路

一路上

一、RCD钳位电路

反激式开关电源的RCD钳位电路由电阻R1、电容C1和二极管D1组成，如下图，其中：Lk为变压器的漏感，Lp为变压器原边绕组电感、Cds为Q1的寄生电容、T1为变压器、Q1是开关管、D2是输出整流二极管，E1是输出滤波电容。

变压器漏感Lk与原边电感Lp串联，原边电感Lp与变压器T1并联。原边电感Lp的能量可通过理想变压器T1耦合至副边，给后端负载提供能量。但变压器漏感Lk的能量无法耦合至副边，只能通过寄生电容释放能量，引起的尖峰电压，可以通过电阻R1吸收回路吸收能量。

二、电路原理分析

反激式开关电源的原理是：Q1导通时，T1原边储存磁能。Q1关断时，T1次边释放之前储存的能量。

Q1关断时，由电感电流不会突变的特性，原边励磁电感的电流因Q1关断而失去继续流动的通路，电压上升，其产生的感应电动势将会很高以致Q1击穿损坏。加入RCD吸收保护电路后，感应电动势使二极管D正偏导通(开关电压被吸收二极管所嵌位，约为1V左右)，励磁电感储存的能量为电容C充电、被电阻R消耗，由电容端电压不会突变的特性，感应电动势的幅度被限制在不大的数值范围内，避免Q1击穿损坏。

为了简化，其他的元器件已去掉，工作过程：Vin是整流之后的直流脉动电压，当开关管Q1关断时，漏极电流迅速下降，变压器原边电流给Cds充电，D1导通。由于C1容值远大于Cds，所以Lk释放的能量主要给C1充电。

由于电容电压具有不能突变的特性，且电容值越大电压变化率越小，因此C1的存在，降低了开关管漏源电压尖峰值，减小了开关管电压变化率，电源的EMI也就较好。
当绕组中的电流反向时，D1截止，C1充电结束，此时C1通过R1放电，C1吸收的漏感能量通过R1来消耗。

三、RCD吸收电路设计

1.测量主变压器的初级漏感电感量Lr

这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。

2.计算漏感能量E: E=1/2*Lr*Ipk2

3.确定Vcmax或Vtvs

一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。所以就有Vcmax（Vtvs）=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。

4.确定△Vc，Vcavg，Vcmin（TVS方案无此步骤）

RCD电路中C1两端电压是变化的，主开关关断时漏感能量迅速将其充电至Vcmax，然后通过R慢慢放电到Vcmin。这个△Vc一般我们会设计在10%-15%Vcmax左右。有了△Vc即可得到Vcavg，Vcmin。

5.确定R2大小

在第二步中我们已经计算出了漏感能量，假设我们的漏感能量全部被转移到C1（或被TVS消耗掉）中，那么R2上必然消耗掉这些能量。当然，漏感的能量不会全部转移到C1中或被TVS消耗掉，但是作为一个理论设计指导，此假设是合理的（假设误差由实际测试结果来调整）。

所以，Vcavg2/R=E*f

由此式即可计算出R2的大小，亦可得出R2的功率要求，一般要保证R2的功率要大于此功率（E*f）的1.5-2.5倍。若为TVS则，TVS的功率也要和电阻的功率要求一样，要大于1.5-2.5*E*f。

6.确定C1的大小

由第五步中的假设，可知：E=1/2*C1*（Vcmax2-Vcmin2）所以C1大小可求出。至此我们分析了R2，C1，ZD1（TVS）的设计流程，还有R1和D1的要求了。

7.R1可以改善EMI，同时限制D1的反向恢复电流，小功率电源中常用。

一般我们会选取几十Ω左右，当然功率越大，Ipk越大，此电阻的损耗越大，所以要取的越小，大功率此电阻取几Ω即可，甚至不要此电阻。大功率电源中慎用此电阻。

功耗要大于Ipk2*R1

8.D1一般用快恢复或超快恢复二极管

二极管电流电压按一般裕量原则1.5Ipk，1.5Vcmax即可，功耗要求大于1/2*Ipk*Vf（DCM模式），CCM模式1/2*Ipk替换为初级平均电流即可，主要还是看此二极管的发热量。关于D1用慢管的运用，一定要配合好R1且在小功率场合。

上面介绍了反向恢复慢的二极管（1N4007) 应用于 RCD钳位线路的诸多好处： 效率高、钳位电压低、抑制振铃、有助于减小 EMI 等等 ........ 那么是不是 1N4007 那里都可以用呢 ？

①由于反向恢复时间长，1N4007上的反向电流相对会大、发热也多，尤其是在开机、过载或是输出短路的时候。相对的电源可靠性要差， 所以在小功率的场合用的比较多 ~

②反向恢复的时间不能太长。只能用 Trr 大概是 2us左右 的 1N4007。（PI 的资料上讲）规格书上没有指定反向恢复时间的二极管不能用。

③在频率比较高、CCM模式占空比大的情况下要格外注意。 一旦二极管反向恢复太慢，在还没有完全截止的时候， MOS再次导通。会有可能造成二极管损坏，进而破坏整个电源系统。

不同开关速度二极管RCD钳位电路性能对比

RCD吸收电路参数

四、Uds关键波形分析

1.下图是开关管Q1的Vds电压随着时间变化的波形图，t1时刻前也就是纵坐标为零时候，Q1导通，由于变压器原边电感较大，且电感两端电压与电流变化率成正比，因此流经漏感电流线性上升，到t1时刻，Q1断开；

2.t1至t2时刻时，由于变压器原边电感的作用，流经变压器的原边电流基本不变，且此时RCD钳位电路中的二极管关断，输出电路的二极管D2反向截止。

这一阶段可以认为是变压器的原边电流对Q1的寄生电容Cds恒流充电。

而在此时电容C1向R1缓慢放电，当漏极电压大于整流后的输入电压与变压器副边的反馈电压之和后，变压器原边的能量耦合到副边，并经整流二极管D2整流，以及E1电容滤波之后开始向负载提供能量。

3.t2时刻后，ds大于输入电压与C1此时的两端电压之和，二极管D1导通，流经D1的电流急剧上升，同时钳位电容C1不断充电，直至t3时刻变压器原边电流下降为零时，二极管D1再次关断，此时漏极电压升至最大值。

4.t3时刻后由于寄生电容Cds两端电压大于输入电压，将有一反向电压加在变压器原边两端，因此，Cds与变压器原边励磁电感及其漏感开始谐振，谐振期间，开关管的漏极电压逐渐下降，储存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量返回输入电源，直到谐振结束，漏极电压稳定至直流输入电压（Vin）与变换器次级反射电压（Vor）之和大小。

为方便理解，对Q1关断时候的尖峰端Uds的波形电压解剖分析，在下图中，Vdsmax=Vinmax+Vor+Vspike，其中：

Vds：Q1中D与S两端电压
Vin：直流输入电压
Vor：变压器次级反射电压
Vspike：变压器初级漏感造成的尖峰电压

五、RCD不同电阻下的波形分析

RCD钳位电路当中，选择合适的电阻电容对于能量吸收以及输出效率和芯片发热起着关键的作用，有些开关电源是不需要RCD等其他吸收电路的，具体电路具体分析，去掉之后芯片内置MOS管可能会容易损坏，因此，一般都要增加吸收电路。

如下图是反激式开关电源局部电路，看看改变电阻R1阻值，Uds波形参数会有什么变化，取R1分别等于360K、180K、106K，市电输入190VAC、相同负载情况下测试的波形。

1.　R1=360K；从下图可以看出来，在R1=360K时候，Vds=548.6V

2.　R1=180K；从下图可以看出来，在R1=180K时候，Vds=481.0V

3.　R1=108K；从下图可以看出来，在R1=106K时候，Vds=457.6V

从以上三张图可以看出，电阻越小，Vds电压越小，这是由于放电电流越快，因为C1吸收的能量靠电阻来消耗，但是R1过小会增大变压器能量损耗。

事实上，电容值过大时，电容两端电压上升缓慢，变压器原边的能量不能快速传递到变压器副边；电容值过小，电容上电压很快会降到变压器副边反射电压，在开关管导通之前，箱位电路电阻将成为反激开关电源的死负载，消耗变压器的磁芯能量，降低整个电路效率。

六、总结

电容电阻都需要选择合适，如电压峰值比较大，那么电容的电压应力大，在满足箱位电路功能的作用情况下，可进行电容值的增大电容，从而可以降低电压电压峰值；同时需要调节箝位电路的电阻值，使得幵关管导通时，电容上电压降为接近变压器副边反射电压，之后电容对电阻继续放电至开关管再次导通。