三相调制逆变器的电路基本控制

一路上

前言

逆变器电路是一种电力转换装置，将直流电（DC）转换为交流电（AC）。许多逆变器电路用于电机驱动应用，电机驱动的逆变电路通过调节工作电压和频率来控制电机的扭矩和转速。

逆变器电路的种类

逆变电路主要分为单相逆变电路和三相逆变电路两种。图1和图2显示了单相逆变器电路的电路图和输出电流的近似波形。单相逆变器电路将直流电转换为单相交流电，因此用于一般家庭中采用商用电源的功率调节器和不间断电源(UPS)。

接下来，图3至图5示出了三相逆变器电路的电路图和输出电流的近似波形。图4是正弦波驱动(180°换向)的电流波形，图5是方波驱动(120°换向)的电流波形。三相逆变电路用于将直流电变换为三相交流电；此类电路用于驱动空调压缩机、电动汽车和其他应用中的电机。

驱动电机时，可以使用单相或三相逆变器电路。然而，由于其设计原因，单相逆变器电路存在输出电流始终为零的时间间隔（见图2）。结果，电机扭矩波动较大，导致电机振动和驱动噪声增大。另一方面，三相逆变器电路采用确保电流始终流过其中一相的控制方法（见图4、图5），因此与单相逆变器相比，输出电流波动较小电路，电机扭矩稳定，从而抑制振动和噪声。因此，电机驱动一般采用三相逆变电路。

三相逆变器用于驱动电机的通电方式或模式包括方波驱动（120°换向）和正弦驱动（180°换向/三相调制、两相调制）等。

在如图5的电流波形所示的120°换向中，在180°半波间隔内，仅发生120°的开关，因此与正弦驱动相比，可以减少开关损耗。然而，由于相电流具有方波形状，所以高次谐波增加，因此存在电机效率恶化的缺点。

在图4的正弦驱动（180°换向）中，由于相电流接近基频，因此可以减少高次谐波，具有提高电机效率的优点。然而，由于开关是在整个180°半波间隔内进行的，因此与方波驱动相比，开关损耗增加。

	方波驱动（120°换向）	正弦驱动（三相调制）	正弦驱动（2相调制）
开关损耗	低的	高的	中等的
输出交流中的高次谐波	大的	小的	小的
电机效率	低的	高的	高的
控制	简单的	有点困难	难的

表1. 通电方式及其特点

三相逆变器电路基本控制

图6为U相的三相调制逆变电路时序图。由于在U相呈正极性时High Side（Q1）会进行励磁，因此栅极驱动信号的占空比会随着接近U相电流峰值而逐渐增加，随着接近负极性而逐渐减小，并在U相呈负极性时进行续流。当U相呈负极性时则相反，Low Side（Q2）会进行励磁，并在U相呈正极性时续流。

图6. 三相调制逆变器（U相）的时序图

在这种驱动模式下，V相和W相也执行同样的PWM工作和续流工作，因此具有三相在AC输出的任何时间点均可进行切换的特点，称之为“三相调制”。

各开关时间点的占空比D(t)可以使用逆变器输出AC频率f和相位差θ，通过以下公式表示：

其中，Dmax是AC输出峰值时的占空比，被称为“调制因数”。

图7为U相电流峰值附近（正极性）的U相电流波形和各相晶体管（Q1/Q2、Q3/Q4、Q5/Q6）的栅极驱动波形。

图7. U相电流巅峰值附近的各开关（Q1~Q6）栅极驱动波形

下面我们将U相电流峰值附近用来在电感器中积蓄能量的励磁开关——U相High Side（Q1）从ON到OFF再到ON的区间，分为（1）～（13）个工作模式分别进行说明。下面的图表示从U相看的电流路径变化。

Mode（1）

• Q1、Q4、Q6为ON，Q2、Q3、Q5为OFF。
• Q4和Q6的漏极电位变为0V。
• Q2的漏极电位变为Vin，U相电感器LU被施加Vin电压。
• 励磁电流流过LU，使LU中积蓄电能。

Mode（2）

• Q1、Q6为ON，Q2、Q3、Q4、Q5为OFF。
• Q6的漏极电位继续保持0V状态。
• 在被LU的励磁电流励磁过的LV中，续流电流因Q4 OFF而经由Q3的体二极管流过LV。
• 由于该续流电流和流向LW的励磁电流，LU中会流过励磁电流和续流电流。

Mode（3）

• Q1、Q3、Q6为ON，Q2、Q4、Q5为OFF。
• Q6的漏极电位继续保持0V状态。
• Q3 ON，流经Q3体二极管的续流电流会流过Q3的通道，从而实现同步整流工作。
• LU中继续流过励磁电流和续流电流。

Mode（4）

• Q1、Q3为ON，Q2、Q4、Q5、Q6为OFF。
• 在被LU的励磁电流励磁过的LW中，续流电流因Q6 OFF而经由Q5的体二极管流过LW。
• 这样，LV和LW变为续流状态，该续流电流的合成电流使流过LU的电流得以保持。

Mode（5）

• Q1、Q3、Q5 为ON，Q2、Q4、Q6 为OFF。
• Q5 ON，流经Q5体二极管的续流电流会流过Q5的通道，从而实现同步整流工作。
• 此时，LV和LW继续保持续流状态，流过LU的电流得以保持。

Mode（6）

• Q1、Q3为ON，Q2、Q4、Q5、Q6为OFF。
• 首先，Q5 OFF，使续流电流再次流经Q5的体二极管，并通过与Mode（4）相同的电流路径流动。

Mode（7）

• Q1、Q3、Q6为ON，Q2、Q4、Q5 为OFF。
• Q6再次ON，使Q6的漏极电位被下拉至0V。
• 通过拉低Q6的漏极电位，LU引脚间再次被施加Vin电压。
• 电流路径变为与Mode（3）相同的路径，LU中流过续流电流和励磁电流。

Mode（8）

• Q1、Q6为ON，Q2、Q3、Q4、Q5为OFF。
• Q3再次OFF，使续流电流流过Q3的体二极管。
• 电流路径变为与与Mode（2）相同的路径，LU中继续流过续流电流和励磁电流。

Mode（9）

• Q1、Q4、Q6 为ON，Q2、Q3、Q5 为OFF。
• Q4再次OFF，使Q4的漏极电位被下拉至0V。
• 电流路径变为与Mode（1）相同的路径，不再流过续流电流。
• LU、LV、LW变为励磁状态，很大的励磁电流再次流过LU，并将电能积蓄在LU中。

Mode（10）

• Q4、Q6为ON，Q1、Q2、Q3、Q5为OFF。
• Q1 OFF，使流过LU的励磁电流停止流动。
• 此时，由于LU中积蓄着电能，因此续流电流会经由Q2的体二极管流动。

Mode（11）

• Q2、Q4、Q6为ON，Q1、Q3、Q5为OFF。
• Q2 ON，使流经Q2体二极管的续流电流流过Q2的通道，从而实现同步整流工作。
• 续流电流由于LU中积蓄的电能而继续保持流动。

Mode（12-1）

• Q4、Q6为ON，Q1、Q2、Q3、Q5为OFF。
• Q2 OFF，使续流电流再次流过Q2的体二极管。
• 续流电流由于LU中积蓄的电能而继续保持流动。

Mode（12-2）

• Q4、Q6为ON，Q2、Q3、Q5为OFF。
• Q1从OFF状态变为ON状态的模式（Mode）。
• 由于Q1会在Q2体二极管续流期间导通（ON），因此会在Q1的通道和Q2的体 二极管中产生反向恢复电流。
• 该反向恢复电流会导致导通时产生开关损耗。
• 反向恢复电流结束流动后，会进入Mode（13）。

Mode（13）

• Q1、Q4、Q6 为ON，Q2、Q3、Q5 为OFF。
• 当反向恢复电流结束流动时，电流通过与Mode（1）相同的路径流动。
• 由于励磁电流流过LU，因此电能再次被积蓄在LU中。

通过这样的工作过程，会产生Mode（12-2）中那样的体二极管反向恢复电流。Q1～Q6都会产生该体二极管的反向恢复电流，因此对于逆变电路而言，反向恢复特性的好坏非常重要。该反向恢复电流的不良影响如下：

● 当反向恢复电流（峰值电流）较大时

例如像Mode（12-2）所示，当Q1导通时，会流过Q2的反向恢复电流。如果反向恢复电流峰值Irr较大，则Q1中将流过过大的电流。此时，如果超过MOSFET的额定值（如果电流密度变大），漏极-源极之间将发生短路，处于桥臂短路状态，可能会导致Q1和Q2的MOSFET损坏。

● 在反向恢复时间较长的情况下

流过体二极管的反向恢复电流时，在Mode（12-2）下，当Q2的体二极管导通时，Q1的漏极和源极之间将被施加Vin量的电压。此时的导通开关波形如图11所示。

图11.MOSFET导通波形（L负载工作时）

反向恢复时间trr越长，导通时Q1的漏极电流ID(t)流动的时间越长，在漏极和源极之间施加电压VDS(t)的时间越长。此时的开关损耗PSW通过下列公式来表示（TS为1个开关周期）。

从公式（2）可以看出，损耗能量EON是ID(t)和VDS(t)的积乘以时间所得到的面积分，可见，反向恢复越慢，开关损耗越大。在逆变电路中，流过电感器的电流会变为正弦波状，因此导通时的反向恢复电流会随开关时序发生变化。也就是说，越接近正弦波峰值附近，反向恢复电流越大。所以，对于在正弦波峰值附近的开关工作，要特别注意反向恢复电流引起的损耗会增加这一情况。

结语

综上所述，反向恢复时间和反向恢复电流过大对于逆变电路而言是一个不利因素。通过使用反向恢复时间短且反向恢复电流峰值小的MOSFET，可以减少逆变电路中的损耗，并降低开关器件损坏的风险。